怎么分析電動車低速過載工況下的IGBT動態溫升

電動汽車電機在低轉速大電流過載輸出時，驅動器IGBT模塊結溫會迅速攀升并很容易超出安全工作區從而導致失效。如果在系統設計階段，利用散熱回路的瞬態熱阻特性，并通過仿真計算精確控制低速下的電流輸出，將能夠更好地提高電動車驅動系統的可靠性和功率密度。本文首先介紹了IGBT模塊和散熱器的瞬態熱阻特性；然后分析了在電動車電機驅動器在低速與常速下電流過載輸出對IGBT模塊結溫溫升的影響；最后介紹了如何用IPOSIM仿真工具對過載輸出時IGBT模塊結溫進行仿真，以及不同工況下IGBT瞬時結溫的仿真結果。本文可對電動車電機驅動器設計中IGBT輸出限值的動態選取提供參考依據。

引言

隨著電動汽車驅動技術的發展與成熟以及市場對電動汽車驅動性能和可靠性需求的提高，電動車驅動系統的發展將朝著：高功率密度，高可靠性，低成本的方向發展。然而更高的功率密度與更低的成本使系統設計的余量必然減少，如果仿真計算不準確或僅憑經驗設計，很容易出現電機驅動器的IGBT等功率器件的過溫或關斷超出安全工作區RBSOA（Reverse Biased Safe Operating Area）損壞。

當系統處于短時大電流過載時，IGBT模塊的芯片結溫度會動態攀升。如果沒有足夠的設計余量或不能精確控制輸出過載時間與過載電流倍數，IGBT結溫將有可能升高超過安全工作區而導致失效。針對這些問題，本文分析在不同輸出頻率的條件下，過載輸出與IGBT結溫的關系，以幫助硬件設計工程師在研發時正確地限定過載峰值。

IGBT模塊與散熱器的動態結溫和動態溫升

無論是IGBT模塊的底殼基板還是散熱器上都同時存在熱阻和熱容兩個特性。熱阻是反映導熱介質阻礙熱量傳導能力的綜合參量。根據熱阻Rth定義，為熱流通路上的溫差ΔT與總損耗功率Rtot之比。

由于熱阻和熱容特性的同時作用，產生了動態熱阻的特性。一般有兩種方式建模來表示動態熱阻特性 – T型模型和π型模型。如圖1所示。

圖1：（a）T型連續網絡模型回路(Cauer model)

圖2：（b）π型局部網絡模型回路(Foster model)

如圖1(a)，T型模型的結構比較真實的反應出真實的熱阻熱容物理結構。如果散熱系統中每一層的材料的特性參數都是已知的時，可以通過理論計算公式來建立這種模型的結果。但是，在熱傳播中很難確定熱傳播在每一層中的分布，因此實際建模時一般不使用T型回路。

圖1(b)中的π型模型雖然在結構上不具備具體的物理意義，但是該模型的數學模型比較容易從實際測量標定的時間-熱阻曲線上擬合提取出來，所以一般會用π型模型來給定動態熱阻曲線的分式因數。英飛凌IGBT模塊的數據手冊上就分別給出了IGBT芯片與反并聯二極管芯片的π型回路各項分式因數與曲線，如圖2所示為英飛凌FF600R12ME4模塊的動態熱阻曲線。

圖2：（a）IGBT動態熱阻曲線

圖2：（b）反并聯二極管動態熱阻曲線

動態熱阻曲線可表達為：

如果在動態溫升過程中，IGBT模塊的損耗P(t)是已知的，IGBT模塊底殼溫度T_case是已知的，則IGBT及二極管芯片的結溫可由下公式得出：

公式(4)中P(t)限定為單次方波脈沖的功率，IGBT模塊在實際應用中一般為連續脈沖，而且在正弦調制中為功率變化的連續脈沖，計算公式比較復雜，可從IEC60747-6標準中查得。

此外還需要考慮到散熱器以及模塊與散熱器接觸面的瞬態熱阻，同時IGBT模塊外殼和端子也有少量的對流熱傳導，但是對流熱傳導的影響相對底殼的熱傳導非常小可忽略。由此整個散熱系統合并的串聯π型網絡模型可由圖(3)表示。

圖3 合并π型熱阻網絡模型 Combine Foster Model

一般散熱器廠商會給出一階的熱平衡時間即3倍的τ值，用一階分式擬合可表示為公式：

由此得出考慮散熱器熱阻的IGBT結溫計算公式為：

對于散熱器熱平衡時間為一般幾十秒上百秒的，計算低頻輸出時可不用考慮散熱器的溫升，計算時使用公式（4）即可。如果是系統熱平衡時間是幾秒級的，需要考慮散熱器溫升時可使用公式(6)計算。如需更精確的包括接觸面導熱硅脂的多階熱阻模型，則需要用實驗標定曲線來提取模型。

IGBT模塊動態熱阻的特性導致驅動器中三相逆變橋中的IGBT在不同輸出頻率下，所對應的結溫波動幅度也不同。在一個半波周期內，一個半橋中其中一個橋臂的IGBT處于連續帶載工作，在IGBT開關頻率不變下，輸出頻率越低，一個橋臂的連續帶載時間越長，一個半波內總損耗能量越大。同時由于IGBT模塊動態熱阻在一般在1秒內迅速上升，因此輸出頻率越低，IGBT的結溫波動就越大。

同一型號IGBT模塊在同樣為Vdc=600V，fsw=10KHz的條件下，分別輸出1Hz、5Hz、20Hz、50Hz四種頻率的有效電流為200A的正弦波，我們用IPOSIM仿真工具(Infineon功率模塊損耗和結溫模擬計算工具)可得到這四個頻率下IGBT結溫波動曲線，如圖4所示：

圖4：不同輸出頻率下一個橋臂的IGBT結溫波動對比

在圖4的四個仿真結果上看，四個工況下IGBT損耗平均功率都是一直為150W。在(a)中，輸出1Hz下IGBT結溫最高超過了90°C。而在(d)中，輸出頻率50Hz結溫最高不到76°C。其原因就是由于單次換向周期時間長，導致結溫波動幅度大。

IGBT結溫動態溫升計算在實際應用中的意義

從上文的分析可看出，在設計IGBT模塊散熱系統時，不能只考慮IGBT的平均損耗功率，還必須考慮在低頻率輸出下的結溫波動。在標定系統各個轉速下的最大輸出電流時，必須設定相應的降額率。同時堵轉實驗也可近似考慮為接近0Hz的輸出頻率條件，標定最大堵轉時間時，也需要考慮IGBT結溫瞬態上升的安全范圍。

在實際應用中，電動汽車的滿載起步或低速爬坡工況是有必要對結溫動態溫升進行計算仿真的。下面我們以純電動巴士的實例來分析其過載與起步能力。例如系統規格如下：

-驅動器額定功率：P_nominal=100kW,

-驅動額定輸出電流：I_rms=150A,

-60秒內峰值輸出電流：I_peak=250A

-電池電壓：V_dc=600V,

-開關頻率：f_sw=10kHz,

-輸出頻率：f_out，

-電機極對數：n = 2，

-電機額定轉速：R_nom=3000 r/min，

-齒輪箱減速比：i = 5:1，

-輪胎直徑0.87m，周長L=2.75m。

根據公式：

可推算出輸出頻率f_out與車速的關系大約為1Hz=>1km/h，與電機轉速的關系為1Hz=>30r/min，電機額定轉速時對應頻率為100Hz

我們可使用Infineon的IPOSIM在線版仿真工具 的負載循環仿真計算的功能，對該車輛在起步，重載爬坡，高速過載，勻速輕載等幾個工況進行仿真計算結溫。

我們設定電機驅動器采用水冷，進口水溫60°C，假設三相橋每一個橋臂的散熱都是均衡的，散熱器針對一個橋臂的穩態熱阻為R_thha= 0.072K/W，散熱器熱平衡時間τ=14s。驅動器中的IGBT模塊選用EconoDUAL™3系列的FF600R12ME4，CE阻斷電壓1200V，模塊額定電流600A，芯片采用第四代具有場終止溝槽柵技術，最高工作結溫150°C。

使用IPOSIM工具仿真，步驟及結果如下：

-穩態下fout=100Hz，Iout=150A，持續工作下IGBT結溫：Tvj_max = 109°C

-穩態下fout=5Hz，Iout=150A，持續工作下IGBT結溫：Tvj _max = 117°C

-穩態下fout=1Hz(近似堵轉工況)，Iout=150A，持續工作下IGBT結溫：Tvj _max = 123°C

-模擬功率循環：fout=100Hz，Iout=150A穩態中出現60秒Iout=250A過載：

結溫波動曲線如圖5，最高結溫會達到142°C，在安全工作區以內

圖5：100Hz下過載功率循環結溫曲線 Tvj in 100Hz power cycling

-模擬功率循環：fout=5Hz，Iout=150A穩態中出現60秒Iout=250A過載。

結溫波動曲線如圖6，最高結溫會到152°C，這將超過IGBT安全工作區。

圖6：5Hz下過載功率循環結溫曲線 Tvj in 5Hz power cycling

對比仿真結果，在低頻穩態運行下和過載功率循環運行下IGBT結溫均高于高頻運行的工況。因此在低頻時尤其是堵轉工況下，需要限制電機控制器的過載電流輸出，峰值電流值需要相應降額。否則在應用中容易出現結溫超出安全工作區導致IGBT模塊的損壞。

結論

IGBT模塊和散熱器的動態熱阻特性允許模塊短時間過載工作。合理的利用動態熱阻特性可使電機功率輸出性能提高，但同時必須在設計時精確的進行仿真計算，動態的控制不同輸出頻率下的電流限值。Infineon公司所提供的IPOSIM仿真工具，具有對穩態下和動態循環下的結溫仿真功能，使設計者在系統設定和模塊選型時能更加準確和安全。

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