降壓型穩壓芯片的主要分類

串聯線性穩壓電路原理

串聯線性穩壓電路主要思路來自于基本線性調整模型。在輸入直流電壓和負載之間串入一個三極管，其作用就是當輸出阻抗發生變化引起輸出電壓同步變化時，通過某種反饋形式使三極管的發射極也隨之變化，從而調整輸出電壓值，以保持輸出電壓基本穩定。由于串入的三極管是起著電壓調整作用的，所以，這個三極管也稱為調整管。

圖1 LDO基本模型

基本線性調整管的輸出電壓，主要由穩壓管的電壓來決定，無法實現自動調節。為了讓輸出電壓可以自由設定，從而不受穩壓管影響，一般會加入運算放大器，通過比例系數調節輸出電壓。

圖2 可調LDO模型

LDO直流輸入電壓和負載調整率、輸入電壓和負載瞬態響應、電源抑制比(PSRR)、輸出噪聲和精度在各種降壓型穩壓器中，都是最優，對于高精度模擬前端應用場合十分必要。所以，產品應用的核心電源，都會采用高精度LDO供電。

圖3 LDO主要功耗模型

LDO也會面臨另一個問題，效率比較低。主要是穩壓調整管所需擊穿飽和電流、運放反饋回路電流、以及輸出電壓與壓差和電流產生的熱能損耗等等。一般來說，我們把輸入電流和Iin輸出電流Iout的差值，稱為接地電流（IGND），接地電流包括靜態電流（IQ），LDO的效率公式如下。

接地電流是影響LDO效率的一個因素，但是，相對于調整管的壓降來說，如同九牛一毛，可以忽略不計。真正影響LDO效率的是輸入輸出之間的電壓差。

一般來說，市面上常用的串聯線性穩壓電路通常會采用五種常用的結構，大體分為：經典NPN型結構LDO(A)、基于PNP驅動的NPN輸出型低壓差結構LDO(B)、PNP型低壓差結構LDO(C)、P溝道低壓差LDO(D)、N溝道低壓差LDO(E)。

圖4 常見LDO產品架構

初步分析：經典NPN型結構LDO，輸入輸出壓差基本要求滿足3V左右。基于PNP驅動的NPN輸出型低壓差結構LDO，輸入輸出壓差需要達到1.5V。PNP型低壓差結構LDO、P溝道低壓差LDO和N溝道低壓差LDO屬于真正的低壓差LDO，P溝道低壓差LDO對于散熱要求很高，N溝道低壓差LDO相對工藝復雜。PNP型低壓差結構LDO相對簡單，輸入輸出壓差基本控制在0.3V——0.6V之間。市面上，選擇C和D方案作為LDO架構的廠商較多。

串聯開關穩壓電路原理

前面我們提到，LDO有著較大的負載調整率、輸入電壓和負載瞬態響應、電源抑制比(PSRR)、輸出噪聲和精度。但是由于效率太低，隨著節能減排、PCBA的布局布線等要求，在很多高壓差的場合，人們不得不尋求新的替代方案。

隨著半導體技術和磁性材料的發展，通過調整開關管通斷、采用換能的方式，輸出相對穩定的電壓的DCDC應運而生。

圖5 Buck DCDC基本拓撲

正常工作狀態下，BUCK型DCDC主要工作在連續導通模式（CCM），這種模式下，電感器上有連續電流，這種情況也稱為重載模式，DCDC主要是通過電感電壓伏秒平衡原理，來實現降壓功能。

圖6 Buck DCDC連續導通模式及輸出波形

從上圖來看，我們可以計算出BUCK型DCDC的輸出電壓和輸入電壓之間的關系，主要依賴于開關管的導通時間。

對于開關電源來說，影響開關電源功耗的因素，主要集中在開關管MOSEFET、門極驅動、電感磁芯損耗和線損上面。

圖7 Buck DCDC主要損耗因素

相對于線性穩壓電源來說，開關穩壓電源的效率可以達到90%以上，相對損耗幾乎忽略不計。所以，在很多應用場合，特別是較大輸出壓差和較大輸出功率的情況下，工程師幾乎統一都是采用這種Buck電源。

開關電源Buck電路的控制方案

PWM脈沖調制技術

傳統電流模式的開關電源，采用的方式是將采樣電流與電壓反饋環路中誤差放大器的輸出進行比較，以生成控制MOSFET的PWM脈沖。

圖8 PWM核心控制機理

電壓模式是PWM脈沖調制一種常用的調制方式，主要采用固定頻率三角波和誤差做比較，采用三角波和誤差幅值調整占空比。

圖9 電壓調整模式架構

峰值電流模式是PWM脈沖調制的另一種常用的調制方式，占空比主要由電流環決定，電壓環決定電流信號參考。

圖10 峰值電流模式架構

COT調制技術

PWM頻率恒定，其在整個負載頻率范圍內的紋波電壓和輸出噪聲都是非常低的，每個開關管在切換的時候都會產生開關損耗，特別是其在輕負載時，還保持較高的開關頻率，開關損耗比重加大，效率會降低。

圖11 DCM模式電感電流環示意

我們知道，當負載電流非常小時，或者說電感器的值小于臨界電感時，轉換器開關就會工作在不連續導通模式(DCM)。極端情況下，假設負載為0，轉換器開關就會只轉換一次就不再工作。實際上，由于開關電源的ESR，反饋回路等等形成的阻抗產生電路損耗。此時，控制MOSFEET的PWM脈沖寬度明顯小于正常連續開通模式(CCM)的脈沖寬度。

圖12 DCM模式電感電壓與電流波形

同時，每個MOSFEET開關管的切換時間，總是存在相對固定的開通和關斷時間，這就是開關損耗。如果我們在DCM模式下，能降低開關切換頻率。就會降低開關損耗。

基于PFM的COT可以很好的解決上述難題，與傳統電壓/電流模式控制相比，恒定導通時間控制（COT）結構則非常簡單，它通過反饋電阻來采樣輸出電壓，然后將輸出電壓紋波谷值直接與參考電壓進行對比，生成固定的導通時間脈沖來導通上管MOSFET。

圖13 COT核心控制機理

COT架構無需傳統電壓/電流模式DC/DC控制中的補償網絡，只需要一個參考比較器輸出來觸發定時脈沖發生器。變換器的設計更加簡單，因為元器件變得更少，也無需花費很多時間來調整補償值。COT 變頻控制結構在輕載時，脈沖頻率得到了進一步的降低，可以保持較高的效率。COT架構也存在一些缺點：首先，每次導通時間固定，頻率會隨占空比發生變化，針對這種情況，我們一般在電路上調整假負載，控制頻率因素。其次，COT架構的另一個缺點，需要依靠FB引腳上的紋波調整占空比，輸出紋波很大。

多相交錯并聯降壓技術

如果變換器的開關頻率一致，并且在各變換器之間加一定的相移，可以減少輸入輸出電流紋波，這種稱之為多相交錯并聯降壓技術。

圖14 多相交錯并聯移向技術架構

多相交錯并聯Buck型DCDC變換器是由多個變換器并聯，共同為負載提供電流。每個驅動信號頻率相同，相位錯開。

圖15多相交錯并聯移向電流紋波

用交錯并聯后電流由交錯電流疊加，如果疊加相位匹配控制得好，電流紋波會隨相位增加而降低，電壓紋波也會相應降低。

多相交錯并聯COT架構電源對于輕載、重載自由切換的大功率通信應用場合意義十分重大，特別是5G通信電源，需要滿足超大射頻發射功率等應用場景。

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