在電源電子電路設計中存在一些不穩定因素，而設計用來防止此類不穩定因素影響電路效果的回路稱作保護電路。比如有過流保護、過壓保護、過熱保護、空載保護、短路保護等。鋰電池保護電路由兩個場效應管和專用保護集成塊S8232組成，過充電控制管FET2和過放電控制管FET1串聯于電路，由保護IC監視電池電壓并進行控制，當電池電壓上升至4.2V時，過充電保護管FET2截止，停止充電。

電容在中低頻或直流情況下，就是一個儲能組件，只表現為一個電容的特性，但在高頻情況下，它就不僅僅是個電容了，它有一個理想電容的特性，有漏電流(在高頻等效電路上表現為R)，有引線電感，還在導致電壓脈沖波動情況下發熱的ESR(等效串聯電阻)。

從這個圖上分析，能幫我們設計師得出很多有益的設計思路。第一，按照常規思路，1/2πfc是電容的容抗，應該是頻率越高，容抗越小，濾波效果越好，即越高頻的雜波越容易被泄放掉，但事實并非如此，因為引線電感的存在，一支電容僅僅在其1/2πfc=2πf L等式成立的時候，才是整體阻抗最小的時候，濾波效果才最好，頻率高了低了都會濾波效果下降，由此就可以分析出結論，為什么在IC的VCC端都會加兩支電 容，一支電解的，一支瓷片的，并且容值一般相差100倍以上多一點。就是兩支不同的電容的諧振頻率點岔開了一段距離，既利于對稍高頻的濾波，也利于對較低頻的濾波。

防反接保護電路

通常情況下直流電源輸入防反接保護電路是利用二極管的單向導電性來實現防反接保護。如下圖1示：這種接法簡單可靠，但當輸入大電流的情況下功耗影響是非常大的。以輸入電流額定值達到2A，如選用Onsemi的快速恢復二極管 MUR3020PT，額定管壓降為0.7V，那么功耗至少也要達到：Pd=2A×0.7V=1.4W，這樣效率低，發熱量大，要加散熱器。另外還可以用二極管橋對輸入做整流，這樣電路就永遠有正確的極性(圖2)。這些方案的缺點是，二極管上的壓降會消耗能量。輸入電流為2A時，圖1中的電路功耗為1.4W，圖2中電路的功耗為2.8W。

　　圖1 一只串聯二極管保護系統不受反向極性影響，二極管有0.7V的壓降

　　圖2 是一個橋式整流器，不論什么極性都可以正常工作，但是有兩個二極管導通，功耗是圖1的兩倍。

利用MOS管的開關特性，控制電路的導通和斷開來設計防反接保護電路，由于功率MOS管的內阻很小，解決了現有采用二極管電源防反接方案存在的壓降和功耗過大的問題。

MOS管型防反接保護電路

圖3利用了MOS管的開關特性，控制電路的導通和斷開來設計防反接保護電路，由于功率MOS管的內阻很小，現在 MOSFET Rds(on)已經能夠做到毫歐級，解決了現有采用二極管電源防反接方案存在的壓降和功耗過大的問題。極性反接保護將保護用場效應管與被保護電路串聯連接。保護用場效應管為PMOS場效應管或NMOS場效應管。若為PMOS，其柵極和源極分別連接被保護電路的接地端和電源端，其漏極連接被保護電路中PMOS元件的襯底。若是NMOS，其柵極和源極分別連接被保護電路的電源端和接地端，其漏極連接被保護電路中NMOS元件的襯底。一旦被保護電路的電源極性反接，保護用場效應管會形成斷路，防止電流燒毀電路中的場效應管元件，保護整體電路。具體N溝道MOS管防反接保護電路電路如圖3示。

　　N溝道MOS管通過S管腳和D管腳串接于電源和負載之間，電阻R1為MOS管提供電壓偏置，利用MOS管的開關特性控制電路的導通和斷開，從而防止電源反接給負載帶來損壞。正接時候，R1提供VGS電壓，MOS飽和導通。反接的時候MOS不能導通，所以起到防反接作用。功率MOS管的 Rds(on)只有20mΩ實際損耗很小，2A的電流，功耗為(2×2)×0.02=0.08W根本不用外加散熱片。解決了現有采用二極管電源防反接方案存在的壓降和功耗過大的問題。

小結：本文著重介紹了電源中保護電路設計過程，利用場效應管的導通電阻作為檢測電阻，監視它的電壓降，當電壓降超過設定值時就停止放電。在一般的情況下，電路中一般還加有延時電路，以區分浪涌電流和短路電流，總得來說電路功能比較完善，值得仔細品讀。

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